LLC型串并联谐振变换器参数分析与应用

来源:技术服务   更新时间:2024-07-06 00:19:17点击次数:19次
随着现代电力电子技术的发展,开关电源向着高频化、集成化、模块化方向发展。提高开关频率能减小体积,

  随着现代电力电子技术的发展,开关电源向着高频化、集成化、模块化方向发展。提高开关频率能减小体积,提高功率密度及可靠性,平滑变化的波形和较小的电压/电流变化率更有助于改善系统的电磁兼容性,降低开关噪声。功率谐振变换器以谐振电路为基本的变换单元,利用谐振时电流或电压周期性的过零,从而使开关器件在零电压或零电流条件下开通或关断,以实现软开关,达到降低开关损耗的目的,进一步提升频率,因此得到了重视和研究。

  谐振网络通常由多个无源电感或电容组成,由于元件个数和连接方式上的差异,常见实用的谐振变换器拓扑结构大致分为两类:一类是负载谐振型,另一类是开关谐振型。负载谐振型变换器是一种较早提出的结构,注重电源电压转换比特性的改善,按照谐振元件的谐振方式可分为串联谐振变换器、并联谐振变换器以及两者结合产生的串并联谐振变换器。

  由于是串联分压方式,其直流增益总是小于1,类似BUCK变换器;轻载时为稳住输出电压,必须提高开关频率,在轻载或空载的情况下,输出电压不可调,输入电压升高使系统的工作频率将越来越高于谐振频率,而谐振频率增加,谐振腔的阻抗也随之增加,这就是说慢慢的变多的能量在谐振腔内循环而不传递到副边输出;但在负载串联谐振中,流过功率器件的电流随着负载变轻而减小,使通态损耗减小。

  输出端可以开路但不能短路,会损坏谐振电容,并且过大的原边回路电流对开关器件及电源都会产生冲击;轻载时,不需通过大幅改变频率来稳住输出电压,与串联谐振相比变换器工作范围更大,可工作至空载;当轻载时输入电流变化不大,开关管的通态损耗相对固定,在轻载时的效率比较低,较为适合工作于额定功率处负载相对恒定的场合。

  输出电压可高于或低于电源电压,且负载变化范围宽,是目前研究领域中较主流的结构。

  图1为LLC型串并联半桥谐振变换器电路,主开关管S1和S2是固定0.5占空比互补导通,Lr、Cr与变压器的并联电感Lm构成LLC谐振网络,整流二极管直接连接到输出电容上。

  LLC谐振变换器是在串联/并联谐振变换器的基础上改进而来,由于较前两者多了一个谐振元件其设计运用也变得复杂。根据交流分析法得到LLC谐振变换器的输入输出特性为

  对于一个输入输出和功率一定的变换器而言,匝比n固定,如图2(a)所示,在某一Q下,不同的k值所带来的影响:随着k值的增大,最大增益在减小,在输入电压较低时也许达不到所要求的输出电压,且随着k值的增大,为保证所需的输出电压使得变换器的工作频率范围变宽,这不利于磁性元件的工作;但k越小则 Lm越小,Lm两端电压值一定,由于感值的减小其电流峰值增大,而原边开关管关断时流过的即为激磁电感的峰值电流,存在比较大的关断损耗,但若此关断电流过小则会影响到零电压开通,故k值的选择应择中考虑开关频率的范围、零电压开通及较小的关断电流。

  在确定了n和k值的情况下,Q值的大小必然的联系到直流增益是否足够大。对于特定的输入电压范围Q值越小,所对应的开关频率范围越小(对于 f0ffr这种工作模态而言),这样有助于磁性元件的工作;但对于确定了的Lm和Lr,Q越小Cr越大,谐振腔的阻抗变小,使得变换器的短路特性变差,在负载较重的时候尽可能地选择较小的Cr以达到一定的要求的输出电压。

  当开关频率ff0时可知谐振网络呈容性状态,不利于开关管的ZVS开关,就不展开讨论了,下面先以开关频率范围f0ffr来分析LLC谐振电路的工作过程。

  在f0ffr频率范围内变换器会因负载不同,其工作过程也不一样,当电路工作在f0ffr范围内时Lr与Cr等效成一容Ceq,整个谐振腔等效为Lm和负载并联再与Ceq,谐振腔阻抗到底呈感性还是容性就要依据频率和负载的轻重(Q值大小)而定。运用Saber软件对 LLC半桥谐振变换器在进行仿真,并进行模态分析。变换器Vin=270V,Vo=360V,额定功率500W,其中谐振网络参数如下:Lr=27.4μ,Lm=137μ,Cr=92.4n。

  Model(t0~t1):t0时刻S2关断,谐振电流对C2、C1(分别为S2、S1的寄生电容)充放电,S1端电压开始下降,当降为零时S1的体二极管导通,为S1的ZVS创造条件。变压器原边电压为上正下负,D1和D4导通,Lm两端电压被箝位为nVo,iLm线性上升,谐振只发生在Lr和Cr之间,Lm未参与谐振。

  Mode2(t1~t2):t1时刻ZVS开通,谐振电流以正弦形式流经S1。流过D1的电流为ir与iLm之差折合到副边的值,由于TTr,ir经过半个周期谐振之后S1仍开通,当ir下降到iLm时流过D1和D4电流为零,实现了整流二极管的ZCS关断。

  Mode3(t2一t3):D1和D4 ZCS关断后变压器原副边完全脱开,谐振网络不再向副边传输能量,Lm便不再被箝位于nVO,Lm与Lr、Cr一起谐振,由于Lm较Lr大得多,此时的谐振周期明显变长,近似认为ir保持不变。t3时刻S1关断。

  从模态分析可见整个工作过程中包括了两个谐振过程,一个是Lr和Cr的谐振,另外一个则是Lm与Lr、Cr一起谐振。

  副边整流二极管将不会导通。从ir和iLm的波形能够准确的看出,向副边传输的能量比较小,原边有较大环流存在,这使得变换器在轻载时损耗较大,然而也正因为较大的环流保证了开关管在较轻载时也能实现零电压开关,如图5所示。

  时,其工作过程较满载情况下不一样,在谐振电流ir下降到等于iLm后由于有太多的能量存储在谐振电容上,较高的VCr会使整流二极管导通,进入另一个谐振过程。从图6(a)的ir和iLm波形可见这个谐振过程开关管的关断电流(即为ir的一部分)很小,小于iLm,会使另一MOS管的开通失去零电压开通的条件,如图6(b)所示,谐振回路呈容性。

  从上面的仿真分析可知,当频率一定时负载越重桥臂中点间阻抗越易呈容性,负载越轻则易呈感性,更加有助于开关管的零电压开关。

  在开关频率f0ffr的条件下谐振网络呈感性,有助于开关管的ZVS开通,且在此频率范围内副边整流二极管的电流断续,以此来实现了整流二极管的零电流关断,消除了反向恢复产生的损耗。

  而ffr时的不同就在于由于ffr在S2开通期间Lr和Cr谐振,谐振电流ir大于激磁电流iLm,S1关断ir对C1、C2充放电 ir下降,当S2ZVS开通后ir迅速下降,下降到ir=iLm没有能量传送到副边,此时副边整流二极管完成换流,开始了另半个周期对称的工作过程,可见 Lm一直未参与谐振,更像是普通谐振,同时整流二极管上电流连续,换流时会由于反向恢复带来损耗。

  在上述理论分析的基础上构建了一个270V输入,360V输出,300W的LLC谐振半桥变换器,主开关管选用IRF460,副边整流二极管选用 DSEll2—12A,变压器原副边匝比n=0.342,谐振网络参数为Lr=27.4μH,Lm=137μH,Cr=92nF。如图7所示,VAB为桥臂中点电压,ir为谐振回路电流的实验波形图。图8和图9分别是满载与轻载时上、下两个MOS管的vgs和vds波形,从实验中也能够准确的看出即使在较轻负载的情况下仍然能满足开关管零电压开通的条件,LLC谐振变换器能在宽范围内实现零电压开关,在300W时其变换效率可达95%以上。

  本文对LLC型串并联谐振半桥变换器在f0ffr频率范围内的工作情况作了详细分析,并对三种主要负载情况做了仿真分析,并针对设计中的几个主要参数及其对变换器设计与应用产生的影响做了叙述,最后给出了实验结果。

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